0731-84284278
功率因數(shù)校正在離線式電源中的應(yīng)用
2012-08-03
本文所述的高 PFC 放置于輸入整流和 BUS 電容之間，工作頻率遠(yuǎn)大于線電壓頻率，校正器吸收正弦半波輸入電流，相位與線電壓相位相同通過 BUS 直流電壓與參考電壓的比較控制電流。
結(jié)果是：
1、 改善功率因數(shù)到 0.95~0.99 。
2、 較少諧波（如果需要可〈 3% 〉。
3、 無間斷運(yùn)行于 90~270V 線電壓范圍。
4、 嚴(yán)格控制 BUS 電容，使其電壓波動范圍很小，允許逆變器的低成本，高效設(shè)計(jì)。
5、 減小濾波電容，降低了成本。
6、 減小充電電流有效值，提高電容可靠性。
基本運(yùn)行原理：
本文假定 PFC 工作頻率為 fs=100khz ，電網(wǎng)頻率為 60hz ，校正器吸收隨正弦半波電壓成正比變化的電流以獲得功率因數(shù)接近 1 的輸入。因此在整流橋輸入端電流與電壓同相位。當(dāng)然，這只是用純電阻負(fù)載。擁有這種功能的校正電路叫做“電阻競爭者”。
輸入電流控制通過乘法器，讓表征整流輸入線電壓波形的正弦半波與控制電壓相乘，得到 VERR ， VERR 在每個半波內(nèi)必須恒定，因此可以控制 VERR 來控制 RMS 輸入電流，以控制每半個周期從電網(wǎng)吸收的能量。 VERR 代表 VDC 與參考電壓的偏差，經(jīng)放大轉(zhuǎn)變成誤差放大器的輸出。當(dāng) VDC 低時， VERR 變大，增大輸入功率以彌補(bǔ)濾波電容上能量的損失。
功率變換：盡管校正器輸入電流波形時正弦波，但它的輸出電流 ichg 是個正弦的平方的函數(shù), 通過思考校正器的輸入 / 輸出功率而非輸入 / 輸出電壓可以得到各個運(yùn)行參數(shù)。假定為高輸入功率因數(shù)校正，其頻率遠(yuǎn)大于工頻，在校正器上儲存和消耗的能量忽略不計(jì)（電感儲存的能量在每個開關(guān)周期上通常大于其傳遞的能量，但是在每工頻半周期內(nèi)可以忽略）。因此輸入與輸出功率相等。
BOOST 電路：
最常用的 HPFC 電路，輸出必須總大于輸入暫態(tài)值。輸入電流不需要關(guān)斷，由于電感的存在很小，減小了線路污染和 EMI ，另外線路的 SPIKE 被電感吸收，增加了系統(tǒng)可靠性。
電流連續(xù)模式下，輸入電感使電流控制模式得以很好應(yīng)用以控制輸入電流正弦（電流控制實(shí)際市控制電感電流）。
晶體的位置使得其容易驅(qū)動，因?yàn)?S 和 E 極參考控制電路和電容的共同端。晶體最大電壓為電容電壓。
其最大的缺點(diǎn)是不能限流，因?yàn)槠湓谳斎牒洼敵鲩g沒有串聯(lián)開關(guān)。不能控制過載和啟動過電流，只有通過后續(xù)逆變部分提供保護(hù)。
還有，當(dāng)輸入電壓比輸出電壓高的時候，其不起作用，這種情況發(fā)生在每次供電設(shè)備開機(jī)和線電壓足夠長時間的紊亂的時候。軟啟動沒有作用，因?yàn)樵谶@種情況下 BOOST 電路不運(yùn)行。晶體一直關(guān)斷，但是輸入電流將上升，其峰值將大于幾倍額定電流值，導(dǎo)致電感飽和，除非另加限流電路。
必須加入斜坡補(bǔ)償，以防止在 D 大于 0.5 （ VIN 〈 VDC/2 〉 時系統(tǒng)不穩(wěn)定。因?yàn)殡姼须娏麟S輸入電壓變化，所以斜坡補(bǔ)償很難控制，這個問題可以通過降低電流內(nèi)環(huán)帶寬避免，以致電感電流平均值被直接控制，而不是截取峰值電流。因?yàn)殚_關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率，所以有很大的空間去控制電流環(huán)的帶寬。
不連續(xù)的電感電流模式不能用在 HPFC 電路中，因?yàn)樵诜逯递斎腚妷禾庪姼须娏飨陆岛苷虼思y波電流很小。但是在 HPFC 在輸入電壓峰值處，線電流也在其峰值處。擁有高峰值電流低紋波，電感電流必須連續(xù)。
本文所述的高 PFC 放置于輸入整流和 BUS 電容之間，工作頻率遠(yuǎn)大于線電壓頻率，校正器吸收正弦半波輸入電流，相位與線電壓相位相同通過 BUS 直流電壓與參考電壓的比較控制電流。
結(jié)果是：
1、 改善功率因數(shù)到 0.95~0.99 。
2、 較少諧波（如果需要可〈 3% 〉。
3、 無間斷運(yùn)行于 90~270V 線電壓范圍。
4、 嚴(yán)格控制 BUS 電容，使其電壓波動范圍很小，允許逆變器的低成本，高效設(shè)計(jì)。
5、 減小濾波電容，降低了成本。
6、 減小充電電流有效值，提高電容可靠性。
基本運(yùn)行原理：
本文假定 PFC 工作頻率為 fs=100khz ，電網(wǎng)頻率為 60hz ，校正器吸收隨正弦半波電壓成正比變化的電流以獲得功率因數(shù)接近 1 的輸入。因此在整流橋輸入端電流與電壓同相位。當(dāng)然，這只是用純電阻負(fù)載。擁有這種功能的校正電路叫做“電阻競爭者”。
輸入電流控制通過乘法器，讓表征整流輸入線電壓波形的正弦半波與控制電壓相乘，得到 VERR ， VERR 在每個半波內(nèi)必須恒定，因此可以控制 VERR 來控制 RMS 輸入電流，以控制每半個周期從電網(wǎng)吸收的能量。 VERR 代表 VDC 與參考電壓的偏差，經(jīng)放大轉(zhuǎn)變成誤差放大器的輸出。當(dāng) VDC 低時， VERR 變大，增大輸入功率以彌補(bǔ)濾波電容上能量的損失。
功率變換：盡管校正器輸入電流波形時正弦波，但它的輸出電流 ichg 是個正弦的平方的函數(shù), 通過思考校正器的輸入 / 輸出功率而非輸入 / 輸出電壓可以得到各個運(yùn)行參數(shù)。假定為高輸入功率因數(shù)校正，其頻率遠(yuǎn)大于工頻，在校正器上儲存和消耗的能量忽略不計(jì)（電感儲存的能量在每個開關(guān)周期上通常大于其傳遞的能量，但是在每工頻半周期內(nèi)可以忽略）。因此輸入與輸出功率相等。
BOOST 電路：
最常用的 HPFC 電路，輸出必須總大于輸入暫態(tài)值。輸入電流不需要關(guān)斷，由于電感的存在很小，減小了線路污染和 EMI ，另外線路的 SPIKE 被電感吸收，增加了系統(tǒng)可靠性。
電流連續(xù)模式下，輸入電感使電流控制模式得以很好應(yīng)用以控制輸入電流正弦（電流控制實(shí)際市控制電感電流）。
晶體的位置使得其容易驅(qū)動，因?yàn)?S 和 E 極參考控制電路和電容的共同端。晶體最大電壓為電容電壓。
其最大的缺點(diǎn)是不能限流，因?yàn)槠湓谳斎牒洼敵鲩g沒有串聯(lián)開關(guān)。不能控制過載和啟動過電流，只有通過后續(xù)逆變部分提供保護(hù)。
還有，當(dāng)輸入電壓比輸出電壓高的時候，其不起作用，這種情況發(fā)生在每次供電設(shè)備開機(jī)和線電壓足夠長時間的紊亂的時候。軟啟動沒有作用，因?yàn)樵谶@種情況下 BOOST 電路不運(yùn)行。晶體一直關(guān)斷，但是輸入電流將上升，其峰值將大于幾倍額定電流值，導(dǎo)致電感飽和，除非另加限流電路。
必須加入斜坡補(bǔ)償，以防止在 D 大于 0.5 （ VIN 〈 VDC/2 〉 時系統(tǒng)不穩(wěn)定。因?yàn)殡姼须娏麟S輸入電壓變化，所以斜坡補(bǔ)償很難控制，這個問題可以通過降低電流內(nèi)環(huán)帶寬避免，以致電感電流平均值被直接控制，而不是截取峰值電流。因?yàn)殚_關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率，所以有很大的空間去控制電流環(huán)的帶寬。
不連續(xù)的電感電流模式不能用在 HPFC 電路中，因?yàn)樵诜逯递斎腚妷禾庪姼须娏飨陆岛苷?，因此紋波電流很小。但是在 HPFC 在輸入電壓峰值處，線電流也在其峰值處。擁有高峰值電流低紋波，電感電流必須連續(xù)。
最新資訊
